1. Усилители. Режимы (классы) работы усилителей. Лекция №6. 2. Многокаскадные схемы. Виды межкаскадной связи. 3. Обратные связи в усилителях. Электроника и схемотехника Тема: Усилители. Режимы (клас-сы) усилителей. Многокаскадные схемы. Виды межкаскадной связи. Виды обратной связи.
Поскольку характеристики транзистора существенно нелинейны, то в процессе усиления входного сигнала имеют место искажения, которые называют нелинейными. Величина искажений в большой степени зависит от выбора начальной рабочей точки на линии нагрузки и от амплитуды входного сигнала. В зависимости от этого различают следующие основные режимы работы усилителя: -режим класса A; -режим класса B; -режим класса AB; -режим класса C; -режим класса D. Количественно режим работы усилителя характеризуется углом отсечки – половиной той части периода, в течение которого в выходной цепи транзистора протекает ток нагрузки. Угол отсечки выражают в градусах или радианах. 1.1. Режим класса А. Этот режим характеризуется тем, что начальная рабочая точка, определяемая смещением, находится в середине линейного участка входной характеристики, а, следовательно, и переходной I к = f ( I б ). Амплитуда входного сигнала здесь такова, что суммарное значение ( E см + U вх )не имеет отрицательных значений, а поэтому базовый ток i б, а следовательно и коллекторный ток i к нигде не снижаются до нуля. Ток в выходной цепи протекает в течение всего периода, а угол отсечки ϴ равен 180°. Транзистор работает в активном режиме на близких к линейным участках характеристик, поэтому искажения усиливаемого сигнала здесь минимальны. Однако из-за большого значения начального коллекторного тока I ко КПД такого усилителя низкий (теоретически не более 25 %, а реальные значения и того ниже). Поэтому, такой режим применяют в маломощных каскадах предварительного усиления (до 3…5 Вт). В режиме класса А работают и все каскады усиления напряжения.
1. 2. Режим класса B. Усиление в режиме класса А.
Этот режим характеризуется тем, что начальная рабочая точка находится в начале переходной характеристики. Ток нагрузки протекает по коллекторной цепи транзистора только в течение одного полупериода входного сигнала, а в течение второго полупериода транзистор закрыт, так как его рабочая точка будет находится в зоне отсечки. КПД усилителя в режиме класса В значительно выше (до 70 %), чем режиме класса А, так как начальный коллекторный ток I ко здесь значительно меньше. Угол отсечки ϴ равен 90°. Режим класса В обычно используют в мощных усилителях. Однако у усилителей класса В есть и существенный недостаток – большой уровень нелинейных искажений, вызванных повышенной нелинейностью усиления транзистора, когда он находится вблизи режима отсечки. Усиление в режиме класса B.
Для того чтобы усилить входной сигнал в течение обоих полупериодов, используют двухтактные схемы усилителей, когда в течение одного полупериода работает один транзистор, а в течение другого полупериода - второй транзистор в этом же режиме. Ниже представлена схема двухтактного эмиттерного повторителя на транзисторах противоположного типа, но с идентичными параметрами, образующих так называемую комплементарную пару. Для питания коллекторной цепи используется два одинаковых источника питания E к1 и E к2, которые создают обратное включение коллекторных переходов. Резисторы R 1 и R 2 одинаковы, при U вх =0 они фиксируют потенциал баз транзисторов, равный потенциалу корпуса. Двухтактная схема класса В с симметричным источником питания.
Режим класса В обычно используют преимущественно в мощных двухтактных усилителях, однако в чистом виде его применяют редко. Чаще в качестве рабочего режима используют промежуточный режим класса AB. 1.3. Режим класса А B. Режиму усиления класса АВ соответствует режим работы усилительного каскада, при котором ток в выходной цепи протекает больше половины периода изменения напряжения входного сигнала. Этот режим используется для уменьшения нелинейных искажений усиливаемого сигнала, которые возникают из-за нелинейности начальных участков входных вольт-амперных характеристик транзи-сторов. Усиление в режиме класса АВ.
При отсутствии входного сигнала в режиме покоя транзистор немного приоткрыт и через него проте-кает ток, составляющий 10-15% от максимального тока при заданном входном сигнале. Угол отсечки в этом случае составляет 120-130°. При работе двухтактных усилительных каскадов в режиме класса АВ происходит перекрытие положи-тельной и отрицательной полуволн тока плеч двухтактного каскада, что приводит к компенсации не-линейных искажений, возникающих за счет нелинейности начальных участков вольт-амперных харак-теристик транзистора. Схема двухтактного усилительного каскада, работающего в классе AB, приведена ниже. Двухтактная схема класса AВ с делителем напряжения.
Коллекторные токи покоя I ко1 и I ко2 задаются напряжением смещения, подаваемым на базы транзи-сторов с сопротивлений R 2 и R 3, и составляют незначительную часть максимального тока в нагрузке : вследствие этого результирующая характеристика управления двухтактной схемы класса AB принима-ет линейный вид (штрихпунктирная линия). Характеристика управления двухтактной схемы, работающей в классе AB.
Напряжения смещения транзисторов VT 1 и VT 2 определяются как Ток делителя R 1, R 2, R 3, R 4 должен быть не менее I б max : Чем ближе работа усилительного каскада к классу A (чем больше угол отсечки <ϴ ), тем меньше КПД, но лучше линейность усиления. КПД каскадов при таком классе усиления выше, чем для класса А, но меньше, чем в классе В, за счет наличия малого коллекторного тока I ко. 1.3. Режим класса C. В режиме класса С рабочая точка А располагается выше начальной точки характеристики передачи по току. Здесь ток коллекторной цепи протекает в течение времени, которое меньше половины периода вход - ного сигнала, поэтому угол отсечки ϴ< 9 0°. Поскольку больше половины рабочего времени транзистор закрыт (коллекторный ток равен нулю), мощность, потребляемая от источника питания, снижается, так что КПД каскада приближается к 100 %. Из-за больших нелинейных искажений режим класса С не используется в усилителях звуковой часто - ты, этот режим нашел применение в мощных резонансных усилителях ( например, радиопередатчи - ках ).
Усиление в режиме класса С. 1.3. Режим класса D. Иначе этот режим называется ключевым режимом. В этом режиме рабочая точка может находиться только в двух возможных положениях: либо в зоне отсечки (транзистор заперт и его можно рассмат-ривать как разомкнутый ключ ), либо в зоне насыщения (транзистор полностью открыт и его можно
Ключевой режим работы транзистора рассматривать как замкнутый ключ ). В активной зоне рабочая точка находится только в течение короткого промежутка времени, необхо-димого для перехода её из одной зоны в другую. Поэтому при работе в ключевом режиме линия наг-рузки может на среднем своем участке выходить за пределы гиперболы допустимых мощностей, при условии, что переход транзистора из закрытого состояния в открытое и наоборот производится доста-точно быстро.
Схема ключевого режима работы транзистора Транзистор в режиме отсечки можно представить в виде разомкнутого ключа, так как практически всё напряжение источника питания падает между его эмиттером и коллектором, а ток коллектора I к бли-зок к нулю. Входное напряжение U вх приложено к эмиттерному переходу транзистора в запирающем направлении. В режиме насыщения во входной цепи транзистора протекает достаточно большой ток базы, при кото-ром ток коллектора I к нас2 достигает максимального значения I к max, близкого к – максимально возмо -
жному току в цепи источника питания. При этом напряжение U кэ транзистора имеет минимальное зна-чение U кэ0, близкое к нулю, что позволяет представить транзистор в виде замкнутого ключа. Отсюда и название этого режима работы – ключевой. В режиме насыщения напряжение на коллекторном переходе U бк может быть определено : U бк =- E к + I к R к + U бэ В обычном режиме напряжение U бк смещает коллекторный переход в обратном направлении, т. е. U бк <0. Учитывая то, что в режиме насыщения U бэ ≈0, третьим слагаемым в вышестоящем выраже-нии можно пренебречь. Тогда при достаточно большом базовом токе I б, ток коллектора I к = β I б, где β – коэффициент передачи по току, может достичь величины, при которой I к R к ≥ E к При выполнении этого условия знак U бк в вышестоящем выражении изменится на противоположный : U бк >0, т. е. коллекторный переход будет смещен в прямом направлении, так же как и эмиттерный. Минимальное значение базового тока, при котором выполняется вышеуказанное условие, называется током насыщения I бнас. Вышестоящее выражение называют критерием насыщения транзистора. Чем больше базовый ток значения I бнас, тем глубже насыщение транзистора, тем больше заряд инжекти-рованных из эмиттера носителей накапливается в базе. Относительное значение этого превышения называется степенью насыщения N транзистора : N = Рассмотрим переходный процесс переключения транзистора. Пусть на вход транзистора подан сигнал. На интервале 0- t 1 эмиттерный переход смещен в прямом направлении и по нему протекает базовый ток I б. При этом ток в коллекторной цепи начнет протекать с задержкой на время t з, которое требу-ется инжектируемым в базу носителям для прохождения расстояния, равного ширине базовой обла-сти.
Затем коллекторный ток нарастает постепенно в течение времени t ф1, что связано с процессом накопления носителей в базе. После окончания входного импульса в точке t 1 входной сигнал меняет полярность; эмиттерный переход смещается в обратном направлении и инжекция носителей в базу прекращается. Но поскольку в базе был накоплен некоторый заряд носителей, то ток коллектора еще в течение времени t р будет поддерживаться, а затем снижаться до нуля в течение времени t ф2. Вре-мя t р называют временем рассасывания неосновных носителей в зоне базы. Таким образом, импульс коллекторного тока существенно отличается от входного импульса в первую очередь тем, что имеет заметные фронты нарастания и спадания. Переходный процесс переключения транзистора
Фронт спадания коллекторного тока в основном определяется степенью насыщения транзистора. Поэтому с целью избегания глубокого насыщения в цепь базы обычно вводят ограничительное сопротивление R б. А с целью уменьшения времени включения t ф1 это ограничительное сопротивление шунтируют конденсатором С ф, который в первый момент времени шунтирует сопротивление R б и поэтому обеспечивает быстрое нарастание базового I б, а следовательно, и коллекторного тока I к. Затем, когда он зарядится от источника входного сигнала, ток базы потечет уже через ограничительное сопротивление R б и будет ограничен рост тока I б и, следовательно, степень насыщения транзистора. Конденсатор С ф поэтому называют форсирующим (ускоряющий процесс включения транзистора ).
2. Многокаскадные усилители на биполярных транзисторах. Коэффициент усиления одиночных транзисторных каскадов не превышает нескольких десятков. Поэтому для усиления слабых сигналов применяются многокаскадные усилители. Многокаскадные усилители строятся путем последовательного соединения отдельных усилительных каскадов. Структурная схема многокаскадного усилителя В многокаскадных усилителях выходной сигнал предыдущего усилителя является входным сигналом для последующего каскада. Входное сопротивление многокаскадного усилителя определяется входным сопротивлением первого каскада, а выходное – выходным сопротивлением последнего каскада. Коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления всех каскадов, входящих в него : Важными характеристиками многокаскадного усилителя являются его амплитудно-частотная и амплитудная характеристики. Отдельные каскады могут иметь различные АЧХ. Общая АЧХ многокаскадного усилителя определяется всеми входящими в его состав каскадами. Связь отдельных каскадов друг с другом осуществляется с помощью конденсаторов, трансформа-
торов или непосредственно. В соответствии с этим различают многокаскадные усилители с емкост-ной, индуктивной или гальванической связями. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) усилителя представляет собой зависимость модуля коэффициента усиления К от частоты усиливаемо-го сигнала при постоянстве значения входного сигнала. Общий вид ее для усилителя с разделительны-ми конденсаторами, т.е. с конденсаторной связью, показан ниже. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) усилителя Нелинейность A Ч X обусловлена наличием в схеме усилителя элементов (в частности, конденсаторов и транзистора), параметры которых зависят от частоты. АЧХ позволяет судить о частотных искажениях, называемых линейными. Такие искажения возникают, если входной сигнал имеет сложную форму и его можно представать как сумму гармонических составляющих с различными частотами и амплитуда-ми, которые усиливаются неодинаково, т.е. с различными коэффициентами усиления. Анализируя АЧХ, мы видим, что имеется диапазон средних частот с постоянным коэффициентом К U 0. В диапазонах низких и высоких частот коэффициент усиления уменьшается (происходят уменьшения коэффициента усиления в области низких и высоких частот, т.е. так называемые "завалы" АЧХ ). Диапазон частот усилителя, в пределах которого усилитель обеспечивает заданное значение коэффи - циента усиления, называют полосой пропускания, которая определяет нижнюю f H и верхнюю f в грани-чные частоты усиления при заданном уровне частотных (линейных) искажений. Как правило, значение
коэффициента усиления на граничных частотах полосы пропускания составляет K Uo /√2. "Завал" АЧХ в диапазоне низких частот (НЧ) обусловлен влиянием разделительных конденсаторов CI, C 2 и конденса-тора Сэ. Обычно емкости этих конденсаторов выбираются так, чтобы их сопротивление х С =1/ωС в диа-пазоне частот полосы пропускания было пренебрежимо мало и падением напряжения на них можно было пренебречь. С уменьшением частоты усиливаемого сигнала реактивные сопротивления х с возра-стают, что приводит к увеличению падения напряжения на них, и, как следствие, потери части вход-ного сигнала на разделительных конденсаторах C 1 и С2. Шунтирующее действие конденсатора С э при этом также ослабляется, что приводит к возрастанию влияния отрицательной обратной связи по пере-менному току и снижению коэффициента усиления каскада. "Завал" АЧХ на высоких частотах обусловлен зависимостью коэффициента усиления транзистора от частоты, наличием межэлектродных емкостей транзистора (особенно емкостью между базой и коллек-тором ), влияние которых заключается в шунтировании соответствующих р- n - переходов тем боль - шем, чем выше частота усиливаемого сигнала. Ниже приведен пример многокаскадного усилителя с емкостными связями. Схема многокаскадного усилителя с емкостными связями
Усилитель состоит из трех каскадов. Разделительные емкости Cg не пропускают постоянную соста-вляющую коллекторного напряжения в базовую цепь последующего каскада. Элементы Rэ, Сэ стаби-лизируют работу каскада в широком интервале температур. Расчет многокаскадного усилителя производят, начиная с оконечного каскада к первому. Оконеч-ный каскад рассчитывается по обеспечению требуемой мощности или тока ( напряжения ). Коли-чество каскадов определяется общим коэффициентом усиления. В многокаскадных усилителях широ-ко используются обратные связи, с помощью которых достигаются требуемые технические пара-метры. В многокаскадных усилителях требования, предъявляемые к разным каскадам схемы, различаются. Эта разница связана с назначением каскадов. Входной каскад должен обеспечить заданное Rвх. Поэтому наиболее подходящей для входного каска - да будет схема с ОЭ с введением в цепь эмиттера сопротивления R э, которое позволяет в широких пределах варьировать величину Rвх: R вх ≈ r б + ( β+1)( r э + R э ). При β >>1, R э >>r э и r б /β << Rэ имеем R вх ≈ β R э, причем оказывается, что Rвх практически не зависит от выбора режима работы транзистора. Выходной каскад должен обеспечить заданное Ũ вых и иметь необходимое сопротивление R вых для согласования с последующей нагрузкой. Если требуемое R вых должно быть порядка - 0м, то в выходном каскаде следует иметь схему с ОЭ. При R вых порядка нескольких десятков Ом в выходном каскаде следует применить схему с 0К. Заданное Ũвых определяет необходимую величину напряжения источника питания Е: Е ≥ (2 Ũ вых m +1 В). Промежуточные каскады должны обеспечивать усиление, при котором получается заданный Кu для всего усилителя, то есть К u = К uвх К uвых К uпром. В многокаскадных усилителях выход предыдущего каскада усиления соединен с входом последующего каскада. На практике ни один усилитель не используется без обратной связи (ОС).
3. Обратные связи в усилителях. Обратной связью (ОС) называется такая электрическая связь между выходом и входом усилителя, при которой часть энергии усиленного сигнала с выхода усилителя подается обратно на его вход. Обратная связь может быть полезной или паразитной. Полезная ОС способствует улучшению основных характеристик усилителя, а возникает она в результате применения специальных схем. Паразитная ОС нарушает нормальную работу усилителя, а возникает она в результате взаимного влияния цепей друг на друга. 3.1 Полезная ОС в усилителях. Чтобы часть энергии усиленного сигнала с выхода усилителя передать на вход, необходимо между входом и выходом включить элемент обратной связи ( ЭОС ), или иначе схему цепи обратной связи. Обратная связь в усилителях может быть как по напряжению, так и по току : это зависит от того, как подключена цепь обратной связи к нагрузке на выходе усилителя: 1. Обратная связь по напряжению: ЭОС подключается к выходу усилителя параллельно его нагру-зке и напряжение обратной связи ( Uос ) при этом будет прямо пропорционально выходному напряже-нию.
2. Обратная связь по току : цепь обратной связи подключается на выход усилителя последовательно с его нагрузкой. 3. Смешанная обратная связь : используется комбинация первых двух способов, при этом напряжение обратной связи содержит две составляющие, пропорциональные напряжению и току. По способу подключения ЭОС ко входу усилителя различают две разновидности ОС: Последовательная ОС : цепь обратной связи подключается последовательно с источником сигнала на входе усилителя; Параллельная ОС : цепь обратной связи подключается параллельно источнику сигнала на входе усилителя. Если схема усилителя окажется достаточно сложной для того, чтобы определить, какой вид обратной связи (по току или по напряжению) используется в ней, то рекомендуется поступить следующим обра-зом : мысленно закоротить цепь нагрузки, если при этом напряжение обратной связи исчезнет, это значит, что в схеме усилителя действует обратная связь по напряжению. Если же напряжение обрат-ной связи исчезнет при обрыве цепи нагрузки, то это значит, что в схеме усилителя действует обра-тная связь по току.
Если требуется в этой схеме усилителя определить разновидность обратной связи (последовательная или параллельная), то нужно мысленно оборвать цепь источника сигнала, а затем его закоротить. Если при обрыве цепи источника сигнала напряжение обратной связи не подается на вход усилителя, то в схеме действует последовательная обратная связь, а если при коротком замыкании цепи источника сигнала напряжение обратной связи не подается на вход усилителя, то в схеме действует параллельная обратная связь. Напряжение обратной связи, в зависимости от схемного решения цепи обратной связи, может быть в фазе или в противофазе со входным сигналом. Результатом воздействия на работу усилителя, в том и другом случаях, будет изменение одного из главных показателей усилителя коэффициента усиления по напряжению усилителя, который показывает, во сколько раз напряжение на выходе больше напряжения на входе, поэтому есть смысл рассмотреть коэффициенты усиления по напряжению в схемах с обратными связями и без них. Назовем коэффициент усиления напряжения усилителя без обратной связи коэффициентом прямой передачи и обозначим его через « К », а коэффициент усиления напряжения усилителя с обратной связью обозначим через « Кос » который в общем случае, имеет комплексный характер. К = ; К ос = ; Чтобы оценить, какая часть напряжения с выхода через цепь обратной связи попадает на вход усилителя, вводится понятие коэффициента передачи цепи обратной связи : =. Пределы изменения от 0 до + 1 при положительной обратной связи и от 0 до 1 при отрицательной обратной связи. Чем больше , тем глубже обратная связь. Напряжение обратной связи U ос в общем случае U ос = U вых.
При наличии обратной связи в усилителе на его вход поступает сумма напряжений напряжение обратной связи и напряжение от источника сигнала. U вх = U ос + U с ; U вх = U с + ( U вых ) ; U с = U вх - ( U вых ) ; К ос = =. Если напряжение обратной связи окажется в фазе со входным сигналом, то такую обратную связь при - нято называть положительной ПОС (автогенераторы, компараторы и пр. работают с положитель - ной обратной связью). При положительной обратной связи общий коэффициент усиления увеличива - ется. Если напряжение обратной связи окажется в противофазе со входным сигналом, то такую обратную связь принято называть отрицательной ООС (усилители, автогенераторы, операционные усилите - ли и пр ). Произведение называется фактором обратной связи, его знак совпадает со знаком обратной связи ; при положительной обратной связи знаменатель дроби уменьшается, а коэффициент усиления увеличивается, при отрицательной обратной связи знаменатель дроби увеличивается, а коэффициент усиления уменьшается. Если фазовый сдвиг между напряжениями Uс и Uос будет равен « », то в этом случае К ос =. И, следовательно, коэффициент усиления усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, уменьшается в раз по сравнению с коэффициентом усиления без ОС. В тех схемах, где используется глубокая отрицательная обратная связь коэффициент усиления усилителя практически не зависит от параметров усилительного тракта, так как произведение в этом случае значительно больше единицы, поэтому
К ос = ≈ =. Таким образом, в соответствии с вышеприведенной формулой, коэффициент усиления усилителя определяется только параметрами цепи ОС, что и определяет высокую стабильность коэффициента усиления: цепь обратной связи выполняется на пассивных элементах, электрические параметры которых более постоянны, нежели параметры транзистора, поэтому величину « » будем считать величиной постоянной. В процессе эксплуатации параметры транзистора сильно изменяются, а это приводит к тому, что и параметры усилительного каскада, связанные с параметрами транзистора, также изменяются. Напри-мер, при изменении температуры окружающей среды или напряжений источников питания изменяется коэффициент усиления усилителя. Изменение коэффициента усиления усилителя без ООС можно оценить относительной величиной dК/К, в усилителях с ООС величиной dК ос /К ос. Величину считаем постоянной, а величину dК ос можно найти простым дифференцированием уравнения по «К » На первый взгляд для усилителя это явление уменьшение коэффициента усиления нежелательное, но дело в том, что именно ООС обеспечивает схеме усилителя стабильность коэффициента усиления по напряжению: коэффициент усиления усилителя подвержен влиянию многих факторов ( непостоян-ство напряжения источников питания, изменение температуры, старение элементов схемы, влажность, давление и пр.), поэтому схема усилителя должна отслеживать изменения режима работы и отрабаты-вать их. Сущность стабильности коэффициента усиления усилителя, охваченного ООС, заключается в следую-щем. Если за счет перечисленных факторов произошло увеличение коэффициента усиления на вели-чину К, то напряжение обратной связи увеличится на соответствующую величину Uос, а следовате-льно, напряжение на входе усилителя Uвх уменьшится. Если же произошло уменьшение усиления, то напряжение обратной связи уменьшится, а напряжение на входе усилителя возрастет.
Вывод. ООС в усилителе препятствует любому изменению величины коэффициента усиления по нап-ряжению и этим оправдано ее применение в усилительных устройствах. За счет ООС в схемах удается отслеживать и корректировать положение рабочей точки усилителя на ВАХ, а, следовательно, и изме-нения коэффициента усиления усилителя. 3.2 Паразитные ОС в многокаскадных усилителях. Т.к. для различных каскадов многокаскадного усилителя обычно применяют один и тот же источник питания, то из-за наличия его внутреннего сопротивления r п в усилителе возникают паразитные (нежелательные) ОС. Переменная составляющая тока каскадов (преимущественно оконечного) создает на r п переменную составляющую U, которая поступает в цепи питания предыдущих ка-скадов и тем самым замыкает сразу несколько петель паразитных ОС, что может привести к самово-збуждению. Самым эффективным и достаточно простым способом, исключающим влияние ОС в сложных стабилизированных источников питания, является применение развязывающих (устраня-ющих ОС) фильтров, состоящих из R ф и С ф и включаемых последовательно или параллельно источ-нику питания. Усилитель с последовательным включением фильтров развязки по питанию
Фильтры включаются на пути обратной передачи в петле ОС и создают делитель переменного напряжения, сопротивления плеч которого равны R ф и X Cф. Ослабление делителем напряжения паразитной ОС на нижней граничной частоте характеризуется коэффициентом развязки откуда. Номинал резистора R ф определяется требуемым напряжением питания предварительных каскадов, которое, как правило, меньше, чем у оконечного. Кроме ослабления паразитных ОС, развязывающие фильтры одновременно сглаживают пульсации напряжения питания с частотой 50 и 100 Гц, если усилитель питается от сетевого выпрямителя. Усилитель с параллельным включением фильтров развязки по питанию
